Особенности работы обратноходовых преобразователей

Учитывая его простоту, легкость в проектировании и низкий уровень стоимость, обратноходовой преобразователь (преобразователь типа 1Р по классификации, приведенной в теме 1), вероятно, имеет самую популярную топологию электропитания для маломощных преобразователей. Его трансформатор сочетает в себе функции развязывающего трансформатора и выходной катушки индуктивности в одном элементе, в то же время он способен обеспечить несколько выходов напряжения. Для многих производителей топология обратноходового преобразователя — это синоним низкой производительности, низкой эффективности с плохим регулированием, в большинстве случаев это далеко не так. Тогда для работы с этой топологией многие из неочевидных нюансов должны быть хорошо поняты:

— понимание трансформатора обратной связи и его влияние на КПД, эффект индуктивности утечки, перекрестное регулирование, паразитарные емкости и расположение обмоток;
— ограничение тока обратной связи, влияние паразитных элементов на напряжения питания преобразователя;
— электромагнитное излучение и минимизация его в обратной связи;
— демпферные цепи, цепи резисторного конденсаторного диода (RCD) и второстепенные демпферы.

Большинство из этих положений можно рассмотреть, используя математический анализ модели. В качестве примера выберем преобразователь с входным напряжением от 48 В и выходным 5 В. В качестве драйвера управления используется контроллер TPS23754, переключающийся на частоте 250 кГц и способный питать нагрузку от 0 до 25 Вт.

Как происходит передача энергии. Обратноходовой преобразователь начинает работать — при первом включении энергия от входного источника поступает в трансформатор, пока включен ключ. Когда он выключается, напряжение на трансформаторе меняется, переводя в проводящее состояние выходной диод(ы) и доставляя энергию на выход (ы). Топология обратной связи на выходе может быть положительной или отрицательной (это определяется из того, как включены обмотки трансформатора, встречно или согласно). Как и в разделе выше, есть два основных режима работы: первый — непрерывный режим проводимости тока (ССМ), в котором часть энергии, накопленная в трансформаторе, остается в трансформаторе, когда начнется следующий период включения; второй — прерывистая проводимость тока режим (DCM), в котором вся энергия, накопленная в трансформаторе, передается в нагрузку во время периода выключения. Существует и режим граничной проводимости тока (СЯМ). Режим, который еще называют переходным режимом (ГМ), т. е. на границе между DCM и ССМ, характеризуется тем, что вся накопленная энергия достигает нуля в конце периода переключения.

Работа преобразователя в режимах ССМ и DCM показана на рис. 3.29 и 3.30 выше. На рис. 3.31 показана работа преобразователя в режиме ГМ.

Рис. 3.31. Работа в режиме ТМ

На рис. 3.32 показано направление токов в режимах ССМ и DCM. При работе в режиме DCM, когда включается основной МОП-транзистор, первичный ток начинается с нуля и поднимается до пикового значения, которое может быть более чем в два раза больше пикового тока в сопоставимом режиме ССМ. При выключении ключа происходит передача энергии во вторичную обмотку, и вторичный ток уменьшается до нуля. Он остается равным нулю до тех пор, пока не начнется следующий цикл переключения. Обратный ход трансформатора, предназначенный для работы в режиме постоянного тока, требует меньшее значение индуктивности, чем то, которое предназначено для работы в режиме ССМ, так как текущая пульсация AIL гораздо выше. В некоторых схемах снижение индуктивности может привести к физическому уменьшению трансформатора (предполагается, что КПД и теплопроводность остаются приемлемыми).

Рис. 3.32. Направление токов при работе преобразователя

Работа в режиме ТМ аналогична работе в режиме DCM, за исключением того, что ключ (МОП-транзистор) включается в момент, когда напряжение стока ключа находится на минимальном уровне. Это время обеспечивает минимальные потери при включении и более эффективную частоту переключений.

При работе в режиме ССМ значение индуктивности больше, но и пульсационный компонент тока, и магнитное поле относительно небольшие. Следующие ограничения являются хорошим рабочим компромиссом для приемлемого первичного пикового тока:

Это также может быть использовано для определения соответствующего компромисса между эффективностью и размером трансформатора.

Снижение потерь в первичной обмотке может быть достигнуто при включении МОП-транзистора (см. рис. 3.29), если первичный ток увеличивается со скоростью, определенной как

где Ut — входное напряжение; L — значение индуктивности, измеренное в первичной обмотке трансформатора; AIL — пульсации тока в первичной обмотке (см. /р на рис. 3.29); Г — период времени, равный циклу переключения. Следуя тем же предположениям, в то время как первичный МОП-транзистор выключен и в трансформаторе ток был переведен на свою вторичную обмотку, вторичный ток уменьшается по наклону, определяемому по уравнению, и при соблюдении условия, что он не становится прерывистым:

где U0 — выходное напряжение; n2 = w2/w1 — коэффициент трансформации, определяемый отношением числа витков вторичной обмотки w2 к числу витков первичной обмотки Wj; hs вторичный намагничивающий ток (см. /0 на рис. 3.30).

Соединения между первичной и вторичной обмотками трансформатора нет, но существует индуктивность утечки между ними. Во время переключения с первичной обмотки на вторичную энергия утечки не может быть напрямую переведена на выход и, следовательно, должна быть погашена. Без цепи разряда существует только ток утечки, заряжающий паразитную емкость стока МОП-транзистора. Если меры не приняты, МОП-ключ может быть пробит высоким обратным напряжением. На рис. 3.32 показаны направления токов в схеме при переключении ключа.

Обратите внимание на прерывистый характер тока на каждой стороне трансформатора в режимах ССМ, DCM и ТМ. Это фундаментальная разница по сравнению с другими бестранс- форматорными топологиями.

Высокий пульсационный ток на обоих обмотках трансформатора непосредственно влияет на выходную мощность, пульсации напряжения, КПД и электромагнитное излучение. Несмотря на то что существует разрыв тока с обеих сторон трансформатора, работающего в режиме ССМ, в целом приводит к лучшей эффективности, чем преобразователь работающий в режиме DCM. Большой среднеквадратичный ток режима DCM является одним из подтверждений того факта, что существует более высокое рассеяние в МОП-транзисторе, первичном и вторичном конденсаторах, а также в первичной цепи. Однако из-за того, что значение индуктивности ниже для работы в прерывистом режиме, трансформатор, который имеет одинаковые габариты, имеет меньшие потери проводимости для работы в режиме DCM, чем в ССМ, даже если его среднеквадратичный ток выше.

В некоторых схемах преобразователей и при работе в тех же условиях работа в режиме ТМ может обеспечить похожую или даже лучшую эффективность, чем в непрерывном режиме. Основные потери, вызванные большой составляющей переменного тока в магнитном поле, также должны учитываться при эксплуатации в режиме DCM (и ГМ). Работа в режиме DCM обычно соответствует невысокому значению магнитного поля переменного тока; таким образом, основным ограничением при проектировании трансформатора становится насыщение сердечника, а не потери в нем. В режиме DCM величина передаваемой энергии определяется временем включения, значению входного напряжения и значению индуктивности. Полная передача энергии во время каждого цикла определяется как

где PDCM — мощность нагрузки в режиме DCM; L — значение индуктивности, измеренное в первичной обмотке трансформатора; у — время включенного состояния; Freq — частота переключения. Это также означает, что в режиме DCM время включенного состояния зависит от тока нагрузки и входного напряжения:

И наоборот, в режиме ССМ уравнение изменяется на

Одна из особенностей топологии обратной связи — это то, что энергия доставляется к нагрузке только в течение времени выключения ключа управления и влияние любого управляющего воздействия во время включения откладывается до следующего выключения. Для примера, в ответ на ступенчатое увеличение нагрузки, что приводит к снижению выходного напряжения, контроллер увеличивает время включения для увеличения накопления энергии в трансформаторе. Увеличение времени включения фактически уменьшает время выключения. Если работаем в режиме ССМ, энергия, подаваемая в нагрузку, за несколько первых циклов уменьшается и первоначальная реакция приводит к большему падению напряжения. Возврат к регулированию достигается только после того, как энергия от более длительного времени выключения будет переноситься на нагрузку в течение нескольких циклов. При моделировании в малосигнальном анализе это состояние называется поведением правого полупло- скостного нуля (RHPZ). При анализе RHPZ установлено, что фаза уменьшается с увеличением значения, которое должно учитываться при определении компенсации в цикле управления.

Применительно к схеме, используемой ниже, графики (режим ССМ) на рис. 3.33 иллюстрируют влияние входного напряжения и выходного тока нагрузки на частоту RHPZ. Общее правило при проектировании преобразователей: с учетом частоты RHPZ они должны быть спроектированы на наименьшее входное напряжение при максимуме величины нагрузки, ограничивая пропускную способность управления в цикле обратной связи примерно на одну пятую частоты RHPZ. Уравнение для определения частоты

Даже при работе в режиме DCM состояние RHPZ существует, но это обычно не проблема, как правило, превышает половину частоты переключения.

Два самых популярных способа построения обратной связи — это:

1) по выходному напряжению (режим VMC);
2) по пиковому току (режим СМС).

В режиме СМС используется ток намагничивания, чтобы определить рабочий цикл, в то время как в режиме VMC — нет. Работающая в режиме ССМ схема, использующая режим VMC,

имеет относительно низкочастотный двойной полюс из-за величины индуктивности и выходного конденсатора трансформатора. Следовательно, в этом режиме сложнее его компенсация, чем в схеме пиковой СМС, которая в основном состоит из источника тока, управляющего одним и тем же конденсатором. И наоборот, при использовании пика электромагнитной совместимости во время работы в режиме ССМ необходима компенсация уклона, чтобы избежать субгармонических колебаний, когда рабочий цикл превышает 50 % или даже приближается к этому значению. Обычно это достигается добавлением внешнего сигнала к сигналу обратной связи по току, что приводит к композитному сигналу. Типичная схема такой компенсации описывается ниже (см. рис. 3.49).

Рис. 3.33. Пример влияния входного напряжения и тока нагрузки на частоте RHPZ:

-ток нагрузки 2,5 А;-ток нагрузки 5 А

В табл. 3.3 перечислены преимущества и недостатки работы в режимах ССМ, DCM и ТМ.

Рассмотрим работу трансформатора в рассматриваемой схеме. Он накапливает энергию при включении ключа и переносит ее в нагрузку при выключении; следовательно, ведет себя иначе, чем обычный трансформатор. Его конструкция похожа на катушку индуктивности, но большая часть энергии накапливается в зазоре. Что еще важнее, ток не течет в первичной и во вторичной обмотках одновременно, это главное отличие от входного трансформатора. Кроме того, как правило, существует более чем одна вторичная обмотка. В анализ включены влияние индуктивности рассеяния при перекрестном регулировании при наличии нескольких выходов и поведение преобразователя при коротком замыкании.

по

Сравнение режимов работы для обратноходового преобразователя

Таблица 4.3

Режим

Преимущества

Недостатки

ссм

Малые пульсации и среднеквадратичные токи; нет потери проводимости МОП-транзистора; нет насыщения сердечника; хорошее перекрестное регулирование; маленькие ЭМИ-фильтр и выходной фильтр; постоянная частота коммутации

Требуется компенсация уклона в циклах (реак-СМС); высоки потери на диоде; повышенное напряжение для вторичных диодов; повышенные потери демпфера синхронного выпрямителя; низкая эффективность работы при малой нагрузке

DCM

Нет потерь обратного восстановления диода; компенсация уклона не требуется в СМС; более низкая индуктивность может позволить меньший размер трансформатора; постоянная частота коммутации

Большие пульсации и пиковый ток; может быть потеря проводимости МОП-транзистора; повышенные потери в сердечнике; повышенное напряжение МОП-транзистора; большие ЭМИ-фильтр и выходной фильтр

ТМ

Нет потерь диода при обратном восстановлении; возможность плавного включения МОП-транзистора; нет потерь вторичного демпфера; компенсация уклона не требуется; низкая индуктивность может привести к меньшему размеру трансформатора

Большая пульсация и пиковый ток; повышенные потери в сердечнике; повышенные потери при отключении от МОП- транзистора; возможность потери проводимости МОП- транзистора; большие ЭМИ- фильтр и выходной фильтр; переменная частота переключения; напряжение МОП- транзистора может быть выше

Индуктивность рассеяния между двумя обмотками трансформатора служит мерой накопленной энергии в потоке потерь, которые являются частью поля, созданного одной из обмоток, которая не соединена с другой обмоткой. Тогда определение индуктивности рассеяния в этом трансформаторе применяется только во время включения ключа. Когда ключ выключен, энергия, накопленная в трансформаторе должна подаваться во вторичные обмотки. Количество энергии, которое не может быть передаться сразу же, это и есть потери энергии.

Например, двухобмоточный трансформатор может быть изготовлен с использованием «консольной» схемы, как показано на рис. 3.34. Общая индуктивность рассеяния была перенесена на вторичную сторону трансформатора. Эта конструкция трансформатора также показана на первичной обмотке ближе к центральному зазору. Показанная индуктивность соединена последовательно с вторичной обмоткой и удерживает токи от слишком быстрого изменения, генерируя напряжение во время коммутации. При выключенном МОП-ключе индуктивность Lleak2 будет препятствовать любому увеличению тока от нулевого значения, и любое уменьшение первичного тока (7р) вызывает появление напряжения Uleak2, как показано на рис. 3.34.

Кроме того, индуктивность намагничивания будет выступать против любого снижения тока намагничивания, генерируя напряжение (Ннамаг1 и Пнамаг2), которое ограничивается напряжением схемы ограничения Ногр. Это напряжение, как правило, значительно выше, чем отраженное выходное напряжение, так что всплеск намагничивания и скорость снижения будут выше во время коммутации, чем в остальное время. Напряжение при выключении может быть аппроксимировано как

Напряжение UD представляет собой начальное напряжение на диоде выпрямителя. Любой перенос энергии во вторичную цепь начинается в момент, когда напряжение схемы достигает значения вторичного напряжения, отраженного от первичной обмотки.

Индуктивность рассеяния трансформатора влияет на мощность обратного хода следующим образом:

— возникают скачки напряжения на ключе во время коммутации, требующие использования демпферов или ограничивающих цепей;
— возникает влияние скачков напряжения во вторичных цепях на ключ, что требует использования демпферных цепей (это не показано на рис. 3.34);
— эффективность снижается, если только энергия потерь не используется повторно;
— сильное влияние оказывает перекрестное регулирование;

Рис. 3.34. Воздействие индуктивности рассеяния при первичном выключении и влияние напряжения питания

— потери вольт-секунд при коммутации на вторичные обмотки требуют более высокого рабочего цикла, чем рассчитывалось. С компенсацией, поступающей от схемы обратной связи по напряжению, эффекты включают в себя более высокий средний ток намагничивания, меньший КПД и нижнее значение выходного тока (однако эти эффекты можно свести к минимуму и ускорить передачу энергии с помощью более высокого напряжения на первичной обмотке во время коммутация, как изображено на рис. 3.34; обратите внимание, что более высокое напряжение входа может снизить эффективность перекрестного регулирования);
— возрастая во время коммутаций, индуктивность рассеивания влияет на скорость нарастания тока;
— возникают электромагнитные поля с более высоким излучением от трансформатора.

Индуктивность рассеяния между первичной и вторичными обмотками может быть минимизирована за счет изменения физической связи между ними. Следующие правила проектирования могут помочь в этом:

— сведение к минимуму разделения между первичными и вторичными обмотками;
— чередование первичной и основной вторичной обмотки;
— выбор сердечника с длинным и узким окном (это увеличивает длину поля, минимизует плотность потока между первичными и вторичными обмотками и уменьшает количество слоев).

Необходимо отметить, что индуктивность рассеяния является функцией геометрии обмотки, количества витков и расстояния между первичной и вторичными обмотками. Индуктивность рассеяния не зависит от сердечника и его материала, и она не будет уменьшена за счет наличия обмотки, плотно соединенной с сердечником.

Обратный преобразователь с многими выходами представляет собой популярную топологию благодаря своей простоте и низкому уровню стоимости. Если бы идеальное расположение обмоток было бы возможно, выходные напряжения непосредственно определялись бы соотношением числа витков этих обмоток и числа витков первичной обмотки. К сожалению, идеальная намотка катушек невозможна, и работа трансформатора очень комплексна.

Существует несколько известных моделей для анализа регулирования в схемах с обратными связями. Например, при перекрестном регулировании используется анализ с расширенной консольной моделью, который заключается в том, что геометрия катушек и ее параметры могут быть непосредственно измерены. В то же время физическая модель (также называемая модель «лестница»), как показано на рис. 3.35, основана на том, что обмотки трансформатора не все в равной степени хорошо сочетаются с энергией зазора в катушке из-за физического разделения их. Кроме того, дополнительные количества магнитной энергии находятся между обмотками и представлены как индуктивность рассеяния. Хотя это и не относится к любой геометрии трансформатора, эта модель хороша как инструмент, помогающий понять работу большинство распространенных и разных по конструкции трансформаторов.

Рис. 3.35. Перекрестное регулирование обратной связи в физической модели с идеализированными вторичными обмотками (все выходы на полной нагрузке; сопротивления обмоток и паразитной емкости не включены):

а — основная схема; б — конструкция трансформатора; в — вторичные токи во время коммутации; г — физическая модель трансформатора

Схема, представленная на рис. 3.35, а, применима только к схеме расположения обмоток трансформатора, показанной на рис. 3.35, б. Подробное представление сложных схем потребуется, если используется чередование или если используется несколько вторичных обмоток, которые наматываются одновременно (разнородные диаметры проводов). Кроме того, эта модель не обладает достаточной точностью при оценке малонагруженных вторичных выходов. Во время коммутации намагничивающий поток (Фт) в зазоре уменьшается, что вызывает ток во вторичных обмотках. Этот индукционный ток помогает поддерживать магнитодвижущую силу (МДС) в зазоре. Скорость уменьшения потока (в том числе потери) внутри каждой вторичной обмотки ограничена выходным напряжением, следуя уравнению

где w — количество витков обмотки, а е — индуцированное напряжение в обмотке. Например, как только первичное напряжение превысит отражаемое напряжение во второй обмотке w2, увеличение тока и, в свою очередь, генерирует нарастающий поток, потому что есть потоки индуктивности рассеяния между первичной w1 и второй w2 обмотками и первичное напряжение повышается до тех пор, пока не будет достигнуто напряжение ограничения. Это определяет предел d<$m/dt в зазоре. Главная вторичная обмотка (w2), являющаяся следующей к первичной (и^), диктует так что внешние обмотки будут видны

во время коммутации. Обмотки w3 и w4 расположены после главной выходной обмотки, генерируемое напряжение этих обмоток ниже, чем можно ожидать, если потерь вообще не было. Суть эффекта, показанного на рис. 3.35, заключается в том, что, когда главный ключ выключен, ток постепенно коммутируется от почти удаленных вторичных обмоток. Однако если бы использовалось такое чередование, чтобы половина витков w1 находились рядом с маломощной вторичной обмоткой, часть магнитного потока w1 не охватывала бы w2, но влияла на маломощные вторичные обмотки, тем самым повышая напряжение на них.

В показанной модели, когда все потери переместились на сторону w2 трансформатора, L12 соответствует индуктивности рассеяния между w2 и W], в то время как L23 и 134 соответствуют индуктивности рассеяния между w2 и w3, w3 и w4 соответственно.

Рассмотрим влияние, вызванное индукцией рассеяния и паразитарной емкости. Существует поведение трансформатора, которое большинство существующих моделей не могут предсказать точно — малозагруженная работа вспомогательной обмотки при полной загрузке основной: когда ключ выключается, первичный ток вызывает очень быстрый рост напряжения в том случае, если основной выход сильно загружен.

В связи с индуктивностью рассеяния трансформатора и паразитной емкостью (между обмоткой и диодом) вторичное напряжение имеет тенденцию к закольцовыванию. Если вспомогательный выход полностью загружен, это кольцо существует. Однако при малой нагрузке вторичное напряжение начинает заряжать выходной конденсатор до величины кольцевого напряжения, проходя через выходной выпрямитель, который должен блокировать возврат энергии. При малой нагрузке это приводит к гораздо более сильному повышению выходного напряжения, которое иногда может даже превышать в два раза номинальное. Этот эффект, как правило, становится явным, по мере того как первичное напряжение увеличивается. Общие для блоков питания с обратной связью проблемы перекрестного регулирования малой нагрузкой можно смягчить, но не устранить, за счет минимизации потерь индуктивности между вторичными обмотками.

В соответствии с рис. 3.35 на рис. 3.36 изображен пример первых трех этапов во время переключения с первичной обмотки на вторичную. Предполагается, что обмотка w2 является сильноточной обмоткой, 12рк недостаточно большой, потому что Lleak21 слишком велико, и w4 получает тоже много энергии во время коммутации из-за эффекта при малой нагрузке. Обмотки w3 и w4 слаботочны, это вспомогательные вторичные обмотки. В отличии от входного трансформатора, во время обратного хода в этой схеме трансформатора как первичные, так и вторичные обмотки одновременно создают магнитный поток (т. е. только во время коммутационных периодов); этот поток представляет собой намагничивающий поток.

Другое отличие состоит в том, что во время коммутации поток, создаваемый каждой из обмоток в зазоре, направлен согласно, поэтому все обмотки пытаются поддерживать намагничивающий поток и ток в первичной обмотке спадает. Следовательно, потоки линий поля, созданных в промежутках между витками (потери), направлены встречно друг другу. Амплитуда потока по конкретному пути пропорциональна величине X(W7) и расстоянию между двумя слоями, и это обратно пропорционально размеру L в области окна, показанной на рис. 3.36.

Рис. 3.36. Фазы перекрестного регулирования при выключении ключа

Как уже упоминалось, во время коммутации уменьшение намагничивающего потока (Фт) индуцирует рост тока во вторичных обмотках. Из-за индуктивности рассеяния между w1 и w2 первичное напряжение повышается до тех пор, пока не будет достигнуто напряжение ограничения, определяющее лимит на dOm/dt в промежутке. Чем ниже напряжение ограничения, тем ниже наведенное напряжение во вторичных обмотках и более низкая скорость нарастания тока di/dt в них. Если не было бы первичного напряжения ограничения, то при переключении на w2 вторичное напряжение будет мгновенно возрастать, при этом МОП-транзистор может быть пробит этим напряжением. По окончании фазы 1 сумма отраженных вторичных токов равна сумме токов намагничивания:

где 1х_рк и wx соответственно являются текущими токами на конец коммутационного интервала и соотношением первичных и вторичных витков для вторичных обмоток с номером х.

Для фазы 2 и остальной части (1 - у)Т периода цикла переключения вторичные токи увеличиваются и уменьшаются темпы их нарастания, которые зависят от различий между отраженными выходными напряжениями. В данном примере показано, что значение тока 14рк стало слишком высоким и выходной конденсатор зарядился до напряжения U4. На рис. 3.36 видно, что в начале фазы 2 часть потока намагничивания поступает из w4 и начинает уменьшаться со скоростью, определяемой напряжением на этой обмотке.

Также на обмотке w2 происходит увеличение напряжения для поддержания потока намагничивания в магнитопрово- де. За это время ток Iw4 в обмотке падает до тех пор, пока он не перейдет через нуль и не перестанет снижаться, потому что стоит диод. Если выход очень слабо нагружен, то его напряжение будет значительно возрастать во время коммутации. Это означает снижение тока намного круче (быстрее) после фазы 1. Нагрузка на каждом выходе может сильно повлиять на перекрестное регулирование. Выходной конденсатор ESR также имеет существенное влияние на процессы в схеме, поскольку изменяет наклон по мере уменьшения тока. При более низком токе напряжение ESR и напряжение через индуктивность рассеяния будут ниже, что означает более низкую скорость нарастания тока dl/dt. Формы для напряжения и тока U3 и Iw3 на рис. 3.36 демонстрируют эту концепцию. Изменение наклона Iw2 при переходе Iw4 через нуль можно объяснить из уравнения

где Н — магнитное поле; S — зазор в сердечнике; Фт — намагничивающий поток; А — сечение сердечника; ц — проницаемость; wl — ампер-витки обмотки. Уравнение показывает, что падающий намагничивающий поток Фт соответствует падающему току намагничивания, который разделяется между всеми активными обмотками. Очевидно, что работа основного выхода в режиме ССМ (использование синхронного выпрямителя — это один из примеров) гарантирует, что Ннамаг1 будет поддерживаться во время периода (1 -у)Т, помогающего достичь лучшего перекрестного регулирования.

В идеале начальный растущий текущий показатель был бы пропорционален величине тока нагрузки, но на практике этого трудно добиться.

Ток, достигнутый в каждой обмотке в конце коммутации, зависит от индуктивности рассеяния и других паразитных величин. Хорошее перекрестное регулирование подразумевает поддержание контроля за вспомогательными выходными напряжениями, несмотря на изменения нагрузки на каждом выходе, а также за управлением главным регулируемым выходом.

Другие преимущества хорошего перекрестного регулирования, связанного с эффективностью, заключаются в следующем:

— эксплуатация ближе к режиму ССМ, что приводит к снижению среднеквадратичного значения тока и снижению рассеиваемой мощности на выходе конденсаторов ESR;
— снижение потерь в схеме управления затвора ключа реализуется за счет того, что высоковольтная шина, обеспечивающая управление затвора для питания ключа, становится независимой при любой нагрузке.

Кроме того, ограничивая начальную энергию, поставляемую вспомогательным напряжением UDD, можно предложить лучшую защиту, позволяя контроллеру отрабатывать режим короткого замыкания. Можно рассмотреть различные стратегии намотки обмоток для достижения приемлемого перекрестного регулирования. Вот некоторые общие рекомендации по проектированию.

1. Диапазон нагрузок для каждого вторичного выхода должен быть известным. Худший случай для вспомогательного вторичного выхода — это когда он мало загружен, пока основной выход полностью загружен.
2. Обмотка выхода с самым большим диапазоном изменения нагрузки должна иметь лучшее соединение с первичной, это означает, что она должна иметь наименьшую индуктивность рассеяния.
3. Потери между всеми вторичными обмотками должны быть сведены к минимуму.
4. Минимизация индуктивности рассеяния слаботочной вспомогательной вторичной обмотки к первичной — это плохое решение. Большая величина индуктивности рассеяния в первичной обмотке помогает ограничить энергию, доставляемую к этим обмоткам во время коммутации, за счет увеличения их диапазона нагрузки в режиме ССМ и улучшения их перекрестного регулирования (рис. 3.37).
5. Индуктивность при потерях зависит от намотки и размещения на катушке. Штабельная намотка (w4 по сравнению с w3 на рис. 3.35) определяет, как расположить каждую вторичную обмотку по отношению к первичной. Обычно хорошей практикой является наматывание по всей ширине катушки для лучшего потокосцепления.

Рис. 3.37. Варианты размещение обмоток и влияние их на потери

6. Намотка более чем одной вспомогательной вторичной обычно обеспечивает лучший перекрестный контроль.
7. Управлять необходимо главным выходом в режиме ССМ. Этот выход определяет напряжение намагничивания в течение всего цикла.
8. Когда вторичные обмотки имеют одинаковое число витков и полярность, индуктивность утечки может варьироваться от одного изготовленного трансформатора к другому. Для улучшения перекрестного регулирования некоторые максимальные индуктивности рассеяния должны быть заданны и контролируемы (рис. 3.38).

Рис. 3.38. Улучшение перекрестного регулирования за счет стеков

Другие параметры могут влиять на перекрестное регулирование, в том числе:

• входное напряжение. Более высокое напряжение означает более быстрое переключение и эффект более большого колебательного процесса. Это означает более сильное влияние индуктивности рассеяния и паразитарных емкостей на начальный пиковый ток;
• использование диодов с более быстрым включением. Оно приведет к большему количеству энергии, подаваемой на выход, в результате чего имеем более высокое выходное напряжение при малой нагрузке. Паразитарная емкость диода оказывает некоторое влияние на выходное напряжение.

Рассмотрим поведение преобразователя при возникновении короткого замыкания. Если полагаться исключительно на ограничение первичного тока, выходной ток источника питания может становиться довольно высоким во время короткого замыкания. Провод, используемый для основной выходной обмотки, обычно подбирается так, чтобы он мог обеспечить большие перегрузки, пока не будет достигнут установившийся режим. Но для слаботочных вспомогательных выходов (см. w3 и w4 на рис. 3.36), диаметр намоточного провода обычно очень мал. Когда возникает сильная перегрузка или короткое замыкание на этих выходах, особенно в то время, как основной выход ненагружен, большая часть мощности источник питания поступает на них. Таким образом, на этих обмотках выходное напряжение рассеивается и может стать очень высоким, несмотря на ограничение тока, с потенциальной возможностью выхода из строя преобразователя.

Некоторые источники питания имеют защиту во входных цепях от короткого замыкания. Однако им не хватает точности и, зачастую, надежности. Одна из причин этого заключается в том, что из-за индуктивности рассеяния и паразитной мощности не вся энергия трансформатора замыкается в защитной цепи. Некоторое количество энергии всё еще подается на вспомогательный выход преобразователя. Гораздо лучший способ — обнаружение этого короткого замыкания для каждого выхода. Например, при использовании одного суммирующего трансформатора тока, когда вспомогательный выход закорочен, пониженное напряжение блокировки просто отключит контроллер.

Чтобы проиллюстрировать влияние стратегии намотки на перекрестное регулирование, были изготовлены различные трансформаторы, а затем испытаны в преобразователе на базе контроллера TPS23754. Для измерения осциллографом тока были изготовлены трансформаторы и вставлены последовательно с первичными и вторичными обмотками, ограничивая длину соединений для обеспечения минимального воздействия на работу схемы. Стандартные токовые датчики использовались и для слаботочной вторичной обмотки (рис. 3.39).

Рис. 3.39. Разработанная схема для исследования преобразователя

Основные параметры преобразователя:

• входное напряжение — 48 В;
• выходная нагрузка при 5 В — 0—5 А;
• вспомогательные выходы — U6 (10 В при 0—140 мА) и U4 (18 В при 0—200 мА);
• частота переключения — 250 кГц;
• индуктивность намагничивания трансформатора (LHaMarjjn) в первичной обмотке — 70 мкГн.

Использовался составной ферритовый сердечник EFD20/10/7. Для намотки был использован провод с диаметром 0,255 мм2, для первичной (4 провода) и вторичной (3 х 4) обмоток для лучшего сцепления и эффективности. Первичная обмотка ('w1) намотана в два последовательно соединенных слоя (см. рис. 3.39 и 3.40).

Рис. ЗАО. Схема расположения обмоток трансформатора

Индуктивность рассеяния трансформатора составляет Lleak21 = 43 нГн. На рис. 3.41 показано, что происходит, в то время как изменяются нагрузки на U4 и U6. Основной выход сильно загружен, что объясняет, почему обмотки w4 и w6 работают в режиме DCM, даже если они заметно нагружены. Выходной значение напряжения UIsec пропорционально току по вторичной обмотке (w2), как изображено на рис. 3.39. Можно отметить, что ток по w2 падает более круто, когда токи по w4 и w6 пересекаются в нуле.

Рис. 3.41. Формы тока вторичных обмоток с /5 в = 5 А:

а — U6 иэ 1,6 Вт и U4 на 2,5 Вт; б — U6 на 0,5 Вт и U4 на 3,6 Вт

Как объяснялось ранее с уравнениями d<$/dt, отраженный как di/dt является общим между активными обмотками, до тех пор пока

На рис. 3.42 показано начальное нарастание токов при нагрузках 0,5 Вт и 3,6 Вт на U6 и U4 соответственно, ясно, что ток обмотки W2 сначала поднимается. На рис. 3.43 показано, что происходит, когда вспомогательный выход (?/6) слегка нагружен, в то время как главный выход (U2) полностью загружен. Значение на выходе U6 более чем удваивается с уменьшением тока нагрузки. Также был изменен резистор ограничения, чтобы показать влияние напряжения ограничения на перекрестное регулирование — более высокое напряжение ограничения так же приводит к ухудшению перекрестного регулирования.

Рис. 3.42. Формы тока вторичных обмоток с /5 в = 5 A, U6 при 0,5 Вт и У4 при нагрузке 3,6 Вт

Реакции источника питания на ток перегрузки на различных выходах были протестированы на том же самом трансформаторе. В худшем случае основной выход 5 В свободен, сопротивление нагрузки при U6 было уменьшено до 1 Ом (напряжение недостаточно низко, чтобы привести UDD к значению пониженного напряжению блокировки (UVLO), а ток нагрузки превысил ЗА). На рис. 3.44 показано, что даже при нагрузке 1 Ом на w6 было достаточно энергии на выход UDD для поддержания переключения, UAw3 — это напряжение, измеренное на аноде диода в цепи w3. Рабочий цикл всё еще довольно высок, потому что выходное напряжение 5 В не изменилось, позволяя наклону тока намагничивания во время (1 - у) оставаться на прежнем уровне.

Рис. 3.43. Осциллограммы при колебании напряжения питания и изменении нагрузки с мало нагруженным вспомогательным устройством (/5 в = 5 A, U4 с 0,3 Вт):

а — с U6 на 0,5 Вт и Ucvp = 70 В; б — с U6 менее 0,5 мВт и Ucvp = 70 В; в — с U6 на 0,5 Вт и Ucvp = 83 В; г — с U6 менее 0,5 мВт и ипр = 83 В

Проблема в том, что индуктивность рассеяния и описанный выше эффект колебательности предотвращают получение обмоткой w6 всей энергии трансформатора. Обмотка w3 фактически имеет лучшее соединение с первичной обмоткой, чем w6. В этом случае хорошим решением будет индивидуальная выходная защита от сверхтоков.

Конструкция трансформатора играет решающую роль в эффективности обратной связи преобразователя. Например, эффективность можно повысить за счет минимизации высокочастотных потерь проводимости — обычно проявляющихся как скин-эффект, так как ток, протекающий по проводнику, концентрируется вблизи поверхности проводника. Еще одно явление имеет место, когда два или более проводника, проводящие переменный ток, расположены близко друг к другу: тогда распределение тока в каждом проводнике изменяется под действием переменного магнитного поля друг друга. Изменяющееся магнитное поле, создаваемое переменным током, индуцирует вихревые токи в соседних проводниках.

Рис. 3.44. Сильная перегрузка обмотки w4 (R6 = 1 Ом) с нагрузкой на обмотке 2,5 Вт и на выходе 5 В нулевая нагрузка

В связи с этим когда соседние проводники проводят ток в одном направлении, то ток концентрируется на наиболее удаленной стороне проводников. Когда соседние проводники пропускают ток в противоположном направлении, то ток концентрируется на ближайших участках проводников. Этот эффект называется эффектом близости. Эффект близости также увеличивается с увеличением частоты. Эффективное сопротивление проводника увеличивается за счет эффекта близости. Тип и размеры проводов оказывают большое влияние на эти характеристики.

Литц-провод (сделанный из множества проводов, применяется для уменьшения высокочастотных потерь с частотами, не превышающими 1 МГц) обычно обеспечивает лучшую производительность, в то время как разнородные провода не могут обеспечить приемлемый результат. Реализация трансформатора с используемой штабелировкой обмоток влияет на проксимальные потери — эффект близости обратного провода. Иногда, оценивая компромисс между потерями проксимального эффекта и резистивными потерями постоянного тока, можно определить количество проводников для обеспечения минимальных потерь в обмотке. Прогнозирование проксимальных потерь для обратного преобразователя неоднозначно, оно требует проверки в лабораторных испытаниях, так как ток не циркулирует в первичной и вторичной обмотках одновременно. Один из методов прогнозирования предполагает использование графика a-параметров (рис. 3.45).

Рис. 3.45. Нормализованное рассеяние мощности по слоям

На рис. 3.45 Q — мощность рассеяния в слое на одной частоте, и она нормализуется к рассеянию, связанному с током в слое, к току с глубиной в один слой. Также на рис. 3.45 величина 5 представлена глубиной поверхности проводника на рассматриваемой частоте. Параметр h — эффективная толщина слоя (в предположении, что используется круглый провод), и его можно оценить с помощью уравнения

где d —диаметр провода; d0 — межцентровое расстояние между проводами.

Параметр а для слоя — это отношение, равное тангенциальному компоненту переменного тока Н-поля с одной стороны от слоя к компоненту переменного тока Н-поля на другой стороне на рассматриваемой частоте:

Для каждого значения а существует оптимальная толщина, при которой рассеиваемая мощность минимальна. Стратегия намотки и количество слоев непосредственно влияют на а. Значение а = 0 или оо обычно минимизирует параметр переменных потерь в меди, которые являются основными. Борьба с эффектом близости заключается в выборе формы сердечника, которая может минимизировать количество слоев.

Для оптимального рабочего цикла и получения высокой эффективности должен быть определен коэффициент трансформации. На рис. 3.45 видно, что существует оптимальный рабочий цикл, для которого потери проводимости можно свести к минимуму. Среднеквадратичный первичный ток умножается на 20 и затем сравнивается со среднеквадратичным вторичным током.

Рис. 3.46. Влияние рабочего цикла на потерю проводимости:

— — магнитная индукция при 48 В;
--20 х Среднеквадратичная величина текущей площади при 48 В

Коэффициент 20, что является произвольным, предполагает, что сопротивление в первичной цепи, включая обмотку трансформатора и МОП-транзистор, в 20 раз выше, чем во вторичной части схемы. Полный диапазон изменения входного напряжения должен быть рассмотрен в ходе анализа.

Чтобы проиллюстрировать влияние стратегии намотки на эффективность, были спроектированы, построены и испытаны два дополнительных трансформатора. Для высокой точности трансформатор установлен с очень коротким соединением, с использованием поверхностного монтажа. Основные условия эксплуатации остались те же самые, за исключением того, что был оставлен только один основной выход 5 В. Эти два трансформатора, построенные с различным расположением катушек, показаны на рис. 3.47.

Рис. 3.47. Дополнительно изготовленные трансформаторы 2xw2:

а — перемежающиеся обмотки; б — неперемежающиеся обмотки

Оба имеют номинальную индуктивность 70 мкГн и используют одинаковые типы проводов и сердечника. Разница между ними в том, что один построен с использованием чередования обмоток. Обмотка w2 была построена в два слоя, что привело к тому, что он имеет меньшую индуктивность рассеяния, а значит, и лучшую эффективность, когда используется чередование обмоток. Измеренная индуктивность рассеяния Щеак2Д составляет 21 нГн для двухслойного расположения обмоток 2 х w2 и 47 нГн для конструкции с чередованием обмоток 2 х w2. Рисунок 3.48 иллюстрирует эффект чередования на эффективность. В обоих случаях основная цепь ограничения использовалась с резистором сопротивлением 15 кОм. Очевидно, что наличие трансформатора с чередованием обмоток показывает улучшение КПД более 1 % на пике выходной мощности.

Эффективность при использовании конфигурации 2 х w2 может стать даже лучше, чем показано, так как может быть использовано более высокое напряжение ограничения. Тогда пиковое напряжение на первичном МОП-транзисторе составит на 20 В ниже для трансформатора с чередованием обмоток. Это улучшение объясняется двумя причинами: во-первых, потери энергии меньше; во-вторых, чередование приводит к меньшему проксимальному эффекту, как показано ранее на рис. 3.45.

Рис. 3.48. Влияние чередования на эффективность:

--2 х w2 перемежающиеся обмотки;
--неперемежающиеся обмотки

Приведем краткую информацию о рекомендованной конструкции трансформаторов.

1. Свести к минимуму индуктивность рассеяния первичной обмотки к главной (сильноточной) вторичной обмотке. Это можно сделать либо минимизацией разделения между каждым слоем, либо чередованием обмоток, и используя сердечник с длинным и узким окошком для минимального количество слоев (что также уменьшает потери от проксимального эффекта).
2. Минимизировать потери между основной вторичной обмоткой и вспомогательными обмотками, которые используются для обратной связи в контроллере. Однако не стоит минимизировать индуктивность рассеяния от первичной обмотки к этой вспомогательной обмотке.
3. Минимизировать потери между всеми вторичными обмотками.
4. Основная защита контроллера не защитит от коротких замыканий на вспомогательных выходах. При необходимости следует использовать возможность использования специального обнаружения короткого замыкания для этих выходов.

5. Коэффициент трансформации оказывает прямое влияние на рабочий цикл и эффективность. Необходимо проверять работу трансформатора в реальной испытательной схеме для подтверждения результатов проведенного анализа и оптимизировать конструкцию.

Рассмотрим влияние опции ограничения тока в преобразователе. Ограничительная по току характеристика источника питания определяет максимальную доступную мощность на уровне его выхода, за пределами которого выходное напряжение падает. Она также используется для прогнозирования выходного тока в перегрузочных ситуациях, таких как короткое замыкание, когда ток может быть значительный. Понимание поведения ограничивающей характеристики тока, в том числе влияния потерь и условий эксплуатации для обратноходовой топологии, — не простая задача.

Во-первых, источник питания может не выдавать свою номинальную выходную мощность в некоторых условиях эксплуатации, будучи не в состоянии поддерживать свое выходное напряжение, даже если потребляемый ток был в рамках, не превышающих номинальное значение. Во-вторых, неожиданная перегрузка компонентов может возникать во время перегрузки или короткого замыкания, с последствиями для работоспособности системы.

Фундаментальное различие между режимами СМС и VMC заключается в том, что режим СМС использует первичную обратную связь по току, а также выходное напряжение для определения рабочего цикла, а это означает, что обратная связь по току является частью схемы управления. Фактически есть два контура управления: один из них — это внутренний токовый контур, а другой — выход контура регулирования напряжения. В режиме СМС может быть встроено циклическое ограничением тока.

Рисунок 3.49 иллюстрирует основную обратную связь по току в схеме с топологией и обратной связью по наклону (через Rsc) с одним-единственным компаратором, который используется как для режима СМС, так и для ограничения тока (аналогично UC3843). Показанный RC-фильтр устраняет помехи от сигнала обратной связи по току. Одним из типичных источников шума является ток заряда затвора, когда переключатель управления включен. Другим способом, который здесь не показан, является способ передового запирания, которое просто поддерживает сигнал обратной связи по току при О В на короткое время, т. е. в период времени, в течение которого ключ включен.

В такой конфигурации напряжение (t/c) не может превышать установленное максимальное напряжение ([Uc им) на диоде Зенера на рис. 3.49, который устанавливает предел максимального тока. Резистор подачи (Rj-j) обеспечивает преимущества при постоянной мощности.

Рис. 3.49. Типичная схема с обратной связью по току блока питания

Рисунок 3.50 представляет собой очень упрощенное представление работы в режиме СМС с фиксированной частотой переключения, без каких-либо задержек или компенсации наклона. Одна из характеристик в топологии обратного хода (особенно в режиме ССМ) — это то, что для предопределенного предела тока выходной ток во время короткого замыкания может достигать гораздо большего значения, чем ограничение по току нагрузки на выходе, представляющее собой ток нагрузки, при котором выходное напряжение начинает падать. Это можно объяснить так:

где /вых — выходной ток нагрузки (предполагается, что он постоянный); п2 = —; 1А — среднее значение тока намагничива- w1

ни я при измерении на основном выходе.

Рис. 3.50. Пиковый закон СМС: отсутствие паразитарных или фильтрующих задержек, компенсации уклона и подачи энергии

Наклон кривой тока при отключении ключа может быть выражен следующим образом:

где А1Ь является пиковым значением для тока намагничивания при измерении в первичной цепи во время цикла переключения; L — индуктивность намагничивания в первичной обмотке. Если ток нагрузки выставлен на пороге ограничения по току нагрузки на выходе, рабочий цикл по-прежнему определяется обычным уравнением, которое также определяет (1 — у):

Однако напряжение и0 может падать до нуля, в результате, согласно предыдущему уравнению, т2 уменьшается до очень малого значения и рабочий цикл снижается до его минимального значения (обычно это обусловлено задержками по текущему моменту фильтрации или закрытия по переднему краю). При минимуме у значение (1 - у) приближается к единице, увеличивая средний ток намагничивания и повышая выходной ток более чем в два раза, но при этом он не превышает величины ограничения тока (рис. 3.51).

Для лучшей точности прогнозирования U0 должно включать падение напряжения элементов схемы, включая выпрямитель и выходные фильтры. Второй характеристикой этой топологии является то, что выходной ток нагрузки сильно зависит от входного напряжения. При более высоком напряжении входа рабочий цикл становится меньше, это означает, что ток намагничивания уменьшается и энергия передается в нагрузку более длительно. В рабочих режимах контроллер имеют фиксированное ограничение по току. Порог, который основан на измерении входного тока, остается неизменным независимо от напряжения на входе, указывающего на идентичный намагничивающий ток в момент выключения. Точно в пиковой рабочей точке ограничения тока средний ток, получаемый в нагрузке, зависит в основном от продолжительности периода (1 - у); при входном напряжении 56 В допустимый ток нагрузки до достижения предельного тока значительно выше (обычно на 50 %), чем когда на входе 24 В.

Рис. 3.51. Выходной ток нагрузки от перегрузки до короткого замыкания

Это можно объяснить упрощенным уравнением, основанным на рис. 3.50:

где Rs — значение сопротивления сенсорного резистора, a Uc с Rs определяют значение параметра порога максимального тока — ограничения напряжения. Если выбрано меньшее значение индуктивности, то будет повышенная пульсация тока, может потребоваться увеличение пикового тока, ограниченного порогом (1рк им). В сочетании с пиком СМС это построение схемы позволяет получить максимальную выходную мощность и поддерживает ее на относительно постоянном уровне в широком диапазоне входных напряжений.

На рис. 3.52 показано влияние резистора Rs, показанного на рис. 3.49, на величину тока ограничения. На этом и последующих рисунках значение, вносимое в обратную связь (KyU,), вычитается из выходного усилителя ошибок. Это функционально эквивалентно добавлению еще одной обратной связи.

Рис. 3.52. Пиковый закон СМС, при этом нет паразитарных или фильтрационных задержек и компенсации наклона

Рассматриваемая технология передачи энергии обеспечивает лучший контроль при эксплуатации во время перегрузок; следовательно, это может уменьшить нагрузку на силовую схему в худшей ситуации. Например, при снижении максимальной энергии потерь трансформатора при максимальном входном напряжении это приведет к более низкому пиковому напряжению МОП-транзистора.

Рисунок 3.53 показывает, что без компенсации на входе более высокое входное напряжение даст более высокий выходной ток нагрузки, где текущий предел только что был достигнут. Если сигнал, пропорциональный входному напряжению, добавляется к обратной связи по току, ограничение по току нагрузки на выходе становится значительно менее зависимым от входного напряжения. При относительно постоянном токе предельное значение напряжения UVL0 контроллера также может быть использовано и в защите от короткого замыкания.

Компенсация уклона используется для того, чтобы избежать субгармонических колебаний при рабочем режиме, когда цикл превышает 50 % или даже приближается к этому значению. Эффект компенсации уклона показан на рис. 3.54.

Рис. 3.53. Влияние входного напряжения на предел тока:

--без направления вперед;--с передачей вперед

Рис. 3.54. Эффект компенсации уклона

Сумма компенсации уклона должна быть

или от 50 до 100 % падения вторичного тока. Влияние компенсации откоса на пиковый ток изменяется в зависимости от рабочего цикла. При использовании компенсации уклона получаем, что чем выше режим цикла работы, тем ниже первичный пиковый ток для фиксированного уровня Uc. Это приводит к уменьшению выходного предела тока нагрузки при минимальном входном напряжении. Рисунок 3.55, сформированный на основе рис. 3.49, показывает этот факт.

Рис. 5.55. Пример влияния величины наклона

— без компенсации наклона;
--с 66%-ной компенсацией наклона

В данном конкретном случае предел тока выше с компенсацией уклона, чем без нее, при изменении напряжения.

Паразитарные задержки также оказывают сильное влияние на ограничение тока. На рис. 3.56 показаны три типа задержек. Первая, tdel ф — это задержка выключения, включая задержку контроллера (в основном компаратора тока-чувствительности) и управление затвором. Вторая, tRC, создается ЯС-фильтром, используемым на входе ток-чувствительность. Он воздействует и как сигнал обратной связи по току, и как сигнал наклона- компенсации (наклон-компенсация подключена к узлу тока- чувствительности). Третья, td ст, является первичной для ключа, выполненного на полевом транзисторе (ЯЯТ), это задержка включения от сигнала тактовой частоты (см. рис. 3.49). Полная модель изображена на рис. 3.56. Из-за временных задержек tdei off и tRc ключ FET отключается с опозданием, что приводит к повышенному току. И наоборот, большие временные задержки td ст приводят к более высокому значению в компенсационном сигнале при том же рабочем цикле.

Еще одно воздействие индуктивности рассеяния в трансформаторе — это потеря вольт-секунд во время переключения на вторичные обмотки. В результате рабочий цикл и среднее намагничивание в текущий момент могут оказался выше ожидаемого (компенсация, исходящая от напряжения цепи обратной связи), что означает более низкую эффективность из-за более высоких потерь проводимости. При увеличении предела пикового тока можно скомпенсировать сохранение максимально доступной выходной мощности. Ограничение не следует увеличивать, чтобы избежать насыщения трансформатора. В результате ограничение по току нагрузки на выходе становится меньше. Другими словами, с фиксированным пределом тока на первичной стороне доступный ток на вторичной стороне снижается.

Рис. 3.56. Пиковый закон СМС: со всеми задержками, компенсацией уклона и эффектом подачи

На рис. 3.57 приведен предельный по току пример на основе микросхемы TPS23754, показывающий, насколько высоким может стать выходной ток при перегрузке, т. е. при коротком замыкании. Это предполагает, что напряжение питания контроллера не попадает в режим отсечки. С фиксированным ограничением по току выходной ток может изменятся от 8,8 А при 5 В до 14,5 А при 0,5 В на выходе или намного выше при более низком выходном напряжении. Поведение в зоне между U0l и U02 зависит от индуктивности рассеяния трансформатора, а также напряжения входа.

Как показано на рис. 3.58, основными характеристиками схемы TPS23754 являются следующие:

— темп нарастания тока компенсации уклона (40 мкА), в составе контроллера;
— отключение на высоком уровне (—1,5 % переключения цикла), так что нет необходимости в фильтрации RC для текущей обратной связи;
— частота переключения 250 кГц.

Рис. 3.57. Пример ограниченного по времени источник питания с обратной связью

--без потерь;--с потерями

Рис. 3.58. Цепь обратной связи по току с использованием TPS23754

В табл. 3.4 показана зависимость входного напряжения от тока нагрузки. В каждом случае предельная текущая точка соответствует току нагрузки, при котором выходное напряжение начинает снижаться. Когда ток нагрузки превышает ток нагрузки при ограничении примерно на 10 %, контроллер переходит в режим отсечки, так как питание контроллера осуществляется с помощью вспомогательной обмотки в трансформаторе.

Таблица 3.4

Зависимость входного напряжения от тока нагрузки с резистором Rff и без него

Без резистора Rj*

С резистором Rff

8,21

5,71

7,81

5,808

6,91

5,71

5,61

5,109

В табл. 3.4 повышение тока при использовании резистора Rff = 120 кОм составило от 13 до 33 % текущего значения. При 48 В на входе и нагрузке 5,8 А ток намагничивания составил 1,8 % и, соответственно, на 2,2 % выше, чем если не было бы эффекта индуктивности рассеяния трансформатора. Наблюдаемое увеличение периода коммутации (Dtr) составило 1,75 %. В ходе аналогичного эксперимента с напряжением входа 24 В было получено увеличение тока намагничивания с 3,2 до 9,7 %.

Рассмотрим минимизацию электромагнитных помех для этого преобразователя. Для ЭМИ есть много причин, хотя один из основных элементов — это трансформатор. Его обмотки несут высокочастотный коммутируемый ток, что делает его источником магнитного поля как у антенны. Некоторые из его обмоток генерируют кольцевое напряжение на частотах выше частоты переключения, что делает трансформатор и источником электрического поля. Сопрягаемая емкость, в частности первично-вторичная паразитарная емкость, делает трансформатор генератором выбросов, как показано на рис. 3.59.

Известные источники ЭМИ — это МОП-транзисторы, расположенные на печатной плате, демпферные диоды, петли при трассировки печатных плат, а также общая компоновка печатной платы, емкость обмоток трансформатора (из-за расположения обмоток к друг другу). Эффективная емкость обычно несколько меньше, чем рассчитанное емкостное сопротивление, так как напряжения через изгибы в намотке катушек не равномерно. Эффект от градиента напряжения должен быть при этом учтен. Среднее значение переменного напряжения на торцевой части конденсатора определяет сохраненный заряд и, следовательно, эффективную мощность (см. рис. 3.59 и 3.60).

Рис. 3.59. Паразитные емкости, связанные с конструкцией трансформаторов

Рис. 3.60. Размещение обмотки, которое может уменьшить ее паразитную емкость

Электростатический экран, связанный с потенциалом зем- ления, как и МОП-транзистор, может нейтрализовать эту синфазную емкость, заставляя любой синфазный ток возвращаться в первичную цепь.

Можно минимизировать ЭМИ при использовании этой топологии следующим образом.

1. Трансформатор должен быть расположен по центру, потому что окаймляющие поля — большие источники ЭМИ. Как выяснили ранее, это означает, что дополнительные потери, наводимые обмотками и потоком тока в обмотке, расположены ближе всего к центральному зазору (рис. 3.61).

Рис. 3.61. Поток огибающих в центральном зазоре трансформаторе

2. Если первичная обмотка расположена на нескольких слоях, то она должна быть намотана начиная с конца обмотки, который будет подключен к стоку транзистора MOSFET. Тогда внешние слои будут экранировать электромагнитное поле, исходящее от напряжения тока утечки. Это также может помочь уменьшить эффект емкости обмотки, связанной с эффектом градиента напряжения (см. рис. 3.60).
3. Обратноходовой преобразователь является сильным источником пульсаций тока как на входе, так и на выходе. Поэтому нужно использовать высокочастотные конденсаторы с низким импедансом как на входе, так и на выходе трансформатора, в сочетании с другими типами конденсаторов и в фильтрах.
4. Необходимо использовать торроидный сердечник для катушек выходных фильтров и избегать применения стержневых сердечников, которые генерируют магнитное поле.

Многие конструктивные факторы и паразитарные элементы сильно влияют на работу преобразователя, особенно в режимах перегрузки или короткого замыкания. Трансформатор является основным компонентом преобразователя и должен быть тщательно разработан и проверен на хорошее перекрестное регулирование, максимальную эффективность и низкий уровень электромагнитных помех.

Контрольные вопросы

1. Почему частоты ниже 20 кГц не применяют в преобразователях?
2. Для чего предназначена демпферная цепь?
3. Что предпринимают для снижения индуктивности рассеяния обмоток трансформатора?
4. При каких условиях применимы сердечники из кремнистой стали?
5. Как определяется оптимальное значение индуктивности последовательного дросселя?
6. Для чего применяют линейный стабилизатор напряжения?
7. Для чего необходима схема первоначального запуска?
8. Что должно произойти с ключом, чтобы сгенерировать регулируемое выходное напряжение?
9. Чему равна энергия, накапливаемая в катушке индуктивности в течение интервала включения ключа в режиме прерывистого тока (DCM)?
10. Какие параметры схемы определяют, в каком режиме работать преобразователю, прерывистом или непрерывном?
11. Какое сопротивление должна иметь обмотка катушки индуктивности для того, чтобы ограничить мощность рассеивания и избежать перегрева?
12. По каким параметрам выбирают МОП-транзистор?
13. Что происходит с энергией в обратноходовом преобразователе при выключении ключа?
14. От чего зависит индуктивность рассеяния катушки индуктивности?
15. В чем заключается скин-эффект?

Тема 4

Автор: Петушков Михаил

📎📎📎📎📎📎📎📎📎📎